一、反激式充电机中的铁氧体磁放大器

对于两个输出端都提供实际功率（5  V  2  A 和 12  V  3  A，两者都可实现±  5%调节）的双路输出反激式充电机来说，当充电机电压达到 12 V 时会进入零负载状态，而无法在 5%限度内进行调节。线性稳压器是一个可实行的解决方案，但由于价格昂贵且会降低效率，仍不是理想的解决方案。我们建议的解决方案是在 12  V 输出端使用一个磁放大器，即便是反激式拓扑结构也可使用。

为了降低成本，建议使用铁氧体磁放大器。然而，铁氧体磁放大器的控制充电机电路与传统的矩形磁滞回线材料（高磁导率材料）的控制充电机电路有所不用。铁氧体的控制充电机电路（D1 和 Q1）可吸收充电机电流以便维持输出端供电。该充电机电路已经过全面测试。变压器绕组设计为 5 V 和 13 V 输出。该充电机电路在实现 12 V 输出± 5%调节的同时，甚至还可以达到低于 1 W 的输入功率（5 V 300 mW和12V零负载）

二、使用现有的消弧充电机电路提供过流保护

考虑一下 5  V  2  A 和 12  V  3  A 反激式充电机。该充电机的关键规范之一便是当 12  V 输出端达到空载或负载极轻时，对 5 V 输出端提供过功率保护(OPP)。这两个输出端都提出了± 5%的充电机电压调节要求。

对于通常的解决方案来说，使用检测电阻会降低交叉稳压性能，并且保险丝的价格也不菲。而现在已经有了用于过压保护(OVP)的消弧充电机电路。该充电机电路能够同时满足 OPP 和稳压要求，使用部分消弧充电机电路即可实现该功能。

从图 2 可以看出，R1 和 VR1 形成了一个 12  V 输出端有源假负载，这样可以在 12  V 输出端轻载时实现 12  V 充电机电压调节。在 5  V 输出端处于过载情况下时，5  V 输出端上的充电机电压将会下降。假负载会吸收大量充电机电流。R1 上的充电机电压下降可用来检测这一大量充电机电流。Q1 导通并触发 OPP充电机电路。

三、有源并联稳压器与假负载

在线充电机电压 AC 到低压 DC 的开关充电机产品领域中，反激式是目前最流行的拓扑结构。这其中的一个主要原因是其独有的成本效益，只需向变压器次级添加额外的绕组即可提供多路输出充电机电压。

通常，反馈来自对输出容差有最严格要求的输出端。然后，该输出端会定义所有其它次级绕组的每伏圈数。由于漏感效应的存在，输出端不能始终获得所需的输出充电机电压交叉稳压，特别是在给定输出端因其它输出端满载而可能无负载或负载极轻的情况下更是如此。

可以使用后级稳压器或假负载来防止输出端充电机电压在此类情况下升高。然而，由于后级稳压器或假负载会造成成本增加和效率降低，因而它们缺乏足够的吸引力，特别是在近年来对多种消费类应用中的空载和/或待机输入功耗的法规要求越来越严格的情况下，这一设计开始受到冷落。图 3中所示的有源并联稳压器不仅可以解决稳压问题，还能够最大限度地降低成本和效率影响。

该充电机电路的工作方式如下：两个输出端都处于稳压范围时，电阻分压器 R14 和 R13 会偏置三极管 Q5，进而使 Q4 和 Q1 保持在关断状态。在这样的工作条件下，流经 Q5 的充电机电流便充当 5  V输出端很小的假负载。

5  V 输出端与 3.3  V 输出端的标准差异为 1.7  V。当负载要求从 3.3  V 输出端获得额外的充电机电流，而从 5 V 输出端输出的负载充电机电流并未等量增加时，其输出充电机电压与 3.3 V 输出端的充电机电压相比将会升高。由于充电机电压差异约超过 100  mV，Q5 将偏置截止，从而导通 Q4 和 Q1 并允许充电机电流从 5  V 输出端流到 3.3  V 输出端。该充电机电流将降低 5  V 输出端的充电机电压，进而缩小两个输出端之间的充电机电压差异。

Q1 中的充电机电流量由两个输出端的充电机电压差异决定。因此，该充电机电路可以使两个输出端均保持稳压，而不受其负载的影响，即使在 3.3 V 输出端满载而 5 V 输出端无负载这样最差的情况下，仍能保持稳压。设计中的 Q5 和 Q4 可以提供温度补偿，这是由于每个三极管中的 VBE 温度变化都可以彼此抵消。二极管 D8 和 D9 不是必需的器件，但可用于降低 Q1 中的功率耗散，从而无需在设计添加散热片。

该充电机电路只对两个充电机电压之间的相对差异作出反应，在满载和轻负载条件下基本不起作用。由于并联稳压器是从 5 V 输出端连接到 3.3 V 输出端，因此与接地的并联稳压器相比，该充电机电路的有源耗散可以降低 66%。其结果是在满载时保持高效率，从轻负载到无负载的功耗保持较低水平。

四、采用 StackFET™的高压输入开关充电机

使用三相交流电进行工作的工业设备常常需要一个可以为模拟和数字充电机电路提供稳定低压直流电的辅助充电机级。此类应用的范例包括工业传动器、UPS 系统和能量计。

此类充电机的规格比现成的标准开关所需的规格要严格得多。不仅这些应用中的输入充电机电压更高，而且为工业环境中的三相应用所设计的设备还必须容许非常宽的波动—包括跌落时间延长、电涌以及一个或多个相的偶然丢失。而且，此类辅助充电机的指定输入充电机电压范围可以达到57  VAC 至 580  VAC 之宽。

设计如此宽范围的开关充电机可以说是一大挑战，主要在于高压 MOSFET 的成本较高以及传统的 PWM 控制环路的动态范围的限制。StackFET 技术允许组合使用不太昂贵的、额定充电机电压为600V 的低压 MOSFET 和 Power  Integrations 提供的集成充电机控制器，这样便可设计出简单并能够在款输入充电机电压范围内工作的开关充电机。

该充电机电路的工作方式如下：充电机电路的输入端充电机电流可以来自三相三线或四线系统，甚至来自单相系统。三相整流器由二极管 D1-D8 构成。电阻 R1-R4 可以提供浪涌充电机电流限制。如果使用可熔电阻，这些电阻便可在故障期间安全断开，无需单独配备保险丝。pi 滤波器由 C5、C6、C7、C8 和 L1 构成，可以过滤整流直流充电机电压。电阻 R13 和 R15 用于平衡输入滤波电容之间的充电机电压。

当集成开关(U1)内的 MOSFET 导通时，Q1 的源端将被拉低，R6、R7 和 R8 将提供栅极充电机电流，并且 VR1 到 VR3 的结电容将导通 Q1。齐纳二极管 VR4 用于限制施加给 Q1 的栅极源充电机电压。当U1 内的 MOSFET 关断时，U1 的最大化漏极充电机电压将被一个由 VR1、VR2 和 VR3 构成的 450  V 箝位网络箝位。这会将 U1 的漏极充电机电压限制到接近 450 V。与 Q1 相连的绕组结束时的任何额外充电机电压都会被施加给 Q1。这种设计可以有效地分配 Q1 和 U1 之间的整流输入直流充电机电压和反激式充电机电压总量。电阻 R9 用于限制开关切换期间的高频振荡，由于反激间隔期间存在漏感，箝位网络 VR5、D9 和 R10 则用于限制初级上的峰值充电机电压。

输出整流由 D1 提供。C2 为输出滤波器。L2 和 C3 构成次级滤波器，以减小输出端的开关纹波。

当输出充电机电压超过光耦二极管和 VR6 的总压降时，VR6 将导通。输出充电机电压的变化会导致流经 U2内的光耦二极管的充电机电流发生变化，进而改变流经 U2B 内的晶体管的充电机电流。当此充电机电流超出 U1的 FB 引脚阈值充电机电流时，将抑制下一个周期。输出稳压可以通过控制使能及抑制周期的数量来实现。一旦开关周期被开启，该周期便会在充电机电流上升到 U1 的内部充电机电流限制时结束。R11用于限制瞬态负载时流经光耦器的充电机电流，以及调整反馈环路的增益。电阻 R12 用于偏置齐纳二极管 VR6。

IC  U1  (LNK  304)具有内置功能，因此可根据反馈信号消失、输出端短路以及过载对该充电机电路提供保护。由于 U1 直接由其漏极引脚供电，因此不需要在变压器上添加额外的偏置绕组。C4 用于提供内部充电机去耦。

五、使用 TopSwitch®-GX 设计正激式转换器

该充电机电路能确保变压器在每个周期进行复位，因此可大大简化使用 TopSwitch-GX 设计正激式转换器的过程。

检测充电机电路与正激式转换器偏置绕组配合使用可以检测关断期间的充电机电压波形。当此间充电机电压较高时，信号会应用于 TopSwitch-GX L 引脚，使其断开与 S 引脚的连接，从而抑制内部 MOSFET开始另一个导通周期。当偏置绕组上的充电机电压信号开始衰弱时，即表示变压器已经复位，L 引脚与 S 引脚相连，开关已开启。

六、选择好的整流二极管可以简化 AC/DC 转换器中的EMI滤波器充电机电路并降低其成本

要使 AC/DC 充电机符合 EMI 标准，就需要使用大量的EMI 滤波器器件，例如 X 电容和 Y 电容。AC/DC 充电机的标准输入充电机电路都包括一个桥式整流器，用于对输入充电机电压进行整流（通常为 50-60Hz）。由于这是低频 AC 输入充电机电压，因此可以使用如 1N400X 系列二极管等标准二极管，另一个原因是这些二极管的价格是最便宜的。

这些滤波器器件用于降低充电机产生的 EMI，以便符合已发布的 EMI 限制。然而，由于用来记录 EMI 的测量只在 150  kHz 时才开始，而 AC 线充电机电压频率只有 50 或 60  Hz，因此桥式整流器中使用的标准二极管（参见图6）的反向恢复时间较长，且通常与 EMI 产生没有直接关系。

然而，过去的输入滤波充电机电路中有时会包括一些与桥式整流器并联的电容，用来抑制低频输入充电机电压整流所造成的任何高频波形。

如果在桥式整流器中使用快速恢复二极管，就无需使用这些电容了。当这些二极管之间的充电机电压开始反向时，它们的恢复速度非常快（参见图7）。这样通过降低随后的高频关断急变以及EMI，可以降低AC输入线中的杂散线路电感激励。由于 2 个二极管可以在每半个周期中实现导通，因此 4 个二极管中只需要 2 个是快速恢复类型即可。同样，在每半个周期进行导通的两个二极管中，只需要其中一个二极管具有快速恢复特性即可。

七、浮动恒流源允许超宽范围的输入充电机电压

对Power Integrations的多数产品而言，数据手册中限制的用于确保正常启动和起作用的最小漏极充电机电压为50 V。但是，如果通过外部充电机向旁路引脚馈电，则芯片可接收外部供电，且即使在较低的输入充电机电压下也可启动和工作。

图8所示的启动充电机电路为浮动恒流源，它为整个输入充电机电压范围内的 TinySwitch-III 的旁路(BP)引脚提供大约 600  µA 的恒流。恒流值由 R2  和 VR1 确定：

该充电机电路源自基本的单晶体管充电机电流源。该充电机电路采用了一个齐纳二极管，为 Q2  (NPN)的基极引出端设置参考充电机电压，并以此对流经电阻 R2 的固定充电机电压进行编程，从而设置恒流值。然而，鉴于输入充电机范围的异常宽广性，参考齐纳二极管的偏置充电机电流在很大范围内会有所差异。这将导致功率耗散增加及编程的恒流发生偏移。

要克服上述难题，需要由其他的充电机电流源（由 Q1 (PNP)与 R1 形成）提供偏置充电机电流。将等同于VBE 的恒压强加于 R1，这样可为整个工作范围内的参考齐纳二极管提供偏置充电机电流补偿。

晶体管 Q2 以较低输入充电机电压提供恒流，而 Q1 则以较高的输入充电机电压提供恒流。图 2 显示了充电机电流流经 Q1 和 Q2 时的模拟结果。输入充电机电压达到大约 50 VDC 时，Q2 将提供恒流。输入充电机电压达到50  VDC 及以上时，经过 Q2 的充电机电流将减弱，而经过 Q1 的充电机电流则呈线性增加。输入充电机电压达到最大值 375  VDC 时，则主要由 Q1 提供恒流。R3 用于限制整个充电机电路在输入充电机电压最大时的输入充电机电流。

非线性充电机电流由于齐纳二极管 VR1 的非线性活动而上升。输入充电机电压大约为 60  VDC 时，齐纳二极管开始有充电机电压。

八、用软启动禁止低成本输出来遏制充电机电流尖峰

为满足严格的待机功耗规范要求，一些多路输出充电机被设计为在待机信号为活动状态时断开输出连接。通常情况下，通过关闭串联旁路双极晶体管(BJT)或 MOSFET 即可实现上述目的。对于低充电机电流输出，如果在设计充电机变压器时充分考虑到晶体管的额外压降情况，则 BJT 可成为 MOSFET 的合适替代品，且成本更为低廉。

图 1 0所示为简单的 BJT 串联旁路开关，充电机电压为 12  V，输出充电机电流强度为 100  mA，并带有一超大电容(CLOAD)。晶体管 Q1 为串联旁路元件，由 Q2 根据待机信号的状态来控制其开关。电阻 R1 的值是额定的，这样可确保 Q1 有足够的基值充电机电流在最小 Beta 和最大的输出充电机电流下以饱和的状态工作。PI 建议额外添加一个电容器(Cnew)，用以调节导通时的瞬态充电机电流。如果不添加 Cnew，Q1 在导通后即迅速进入电容性负载，并因而产生较大的充电机电流尖峰。为调节该瞬态剑锋，需要增加VT1的容量，这便导致了成本的增加。

用作 Q1 额外“密勒电容”的 Cnew 可以消除充电机电流尖峰。该额外电容可限制 Q1 集电极的 dv/dt值。dv/dt 值越小，流入 Cload 的充电充电机电流就越少。为 Cnew 指定电容值，使得 Q1 的理想输出 dv/dt 值与 Cnew 值相乘等于流入 R1 的充电机电流。