并联LLC电路在车载充电机的应用分析

导言

在电动汽车领域，车载充电机的运用与一般充电机不一样，在电动汽车一次充溢动辄几十度电的状况下，充电机的高效更显得尤为主要。进步功率一起还能进一步下降散热组织的体积与重量。因而，开发高功率电动汽车车载充电机关于电动汽车的开展有着主要的含义。

1 电动汽车车载充电机原理

车载充电机的功用是将外部交流电转换为直流电源，为电动汽车动力电池充电。现在在实践车载充电机商品中，较受欢迎的拓扑构造有单级谐振构造、交织并联Boost PFC(功率因数校对，Power Factor Correction)+LLC构造以及LLC+Buck—Boost构造，各典型拓扑的对比如表1所示。依据表格三种计划各有优劣，单级谐振充电机电路较简略，可靠性较高，但本钱也较高；LLC是一种谐振变换器，交织并联PFC+LLC的功率更高，元器材电流承载压力低，合适大功率运用；LLC+buck—boost可靠性较高，也是近几年来研讨较多的拓扑。归纳思考现在纯电动车的7kW 乃至大于10kW 的充电功率，交织并联PFC+LLC的运用老练度较高，仍是业界遍及运用计划。

1．1交织并联PFC原理

功率因数校对充电机电路课分为无源功率因数校对与有源功率因数校对。

无源功率因数校对充电机电路由电阻、电容、电感等无源元件构成，其构造简略，但因为电感电容的体积与重量大，一般适用于小功率场合，且对充电机波形的校对作用较差，难以到达95％ 以上。

有源功率因数校对由储能元件、开关器材及操控充电机电路构成，其监测输入电压电流，经过操控开关元器材的通断使得输入电流坚持为与输入电压同相位的正弦波。依据储能电感的方位不一样，其常用充电机电路可分为Buck型、Boost型、Flyback型、Buck—Boost型等。现在Boost型PFC技能已较为老练，且在大功率场合较为适用。

  Boost PFC充电机电路中，为了到达较低的输出纹波，需要选取较大的电感与电容，致使充电机电路本钱与体积的添加，在整车的有限空间中添加了安置难度。交织并联Boost PFC运用两相PFC 充电机电路交织运转，其开关元件导通相位相差180°，可大大减小充电机电路中的电感与电容。一起还分摊了输入电流，更利于元器材散热。进步了充电机电路可靠性，因而在大功率场合下，交织并联PFC得到了广泛运用。其充电机电路原理如图1所示。

1-2 LLC原理

传统的桥式变换器中，功．率器材的电压应力等于输人电压，而不像推挽、正激那样为输入充电机的两倍，桥式拓扑合适运用在电压渠道较高的环境中。电动汽车动力电池遍及在200V至500V之间，一般都运用桥式变换器。为了减小变换器体积，一般需要进步开关频率，但一起带来了开关损耗的添加。为了下降频率增加带来的开关损耗的影响，软开关技能被广泛选用。谐振变换器正是在这种需要之下应运而生。

车载充电机变换器常用的谐振拓扑为全桥LLC谐振变换器，其主充电机电路拓扑如图2所示。开关管Q1、Q2、Q3、Q4构成充电机电路的开关网络，两两开关管互补导通，并留出必定的死区时刻；谐振电容Cr、谐振电感Lr以及变压器的励磁电感Lm构成充电机电路的谐振网络；变压器副边的整流二极管以及滤波电容Cf构成了充电机电路的整流滤波网络。

全桥LLC谐振变换器输入电流接连，电流纹波小，可削弱EMI，进步变换器的可靠性。一起全桥的LLC与整流桥中，开关器材电压应力低，合适作业在中、大功率运用场合。其不只可以在全负载范围内完成原边MOS管的ZVS (零电压开关ZeroVoltage Switch)，还可完成整流二极管的ZCS(零电流开关ZerCurrent Switch)，显著地减小了开关损耗，因而可以在确保高功率的基础上进步作业频率，减小变换器的体积，增大功率密度。

依据全桥LLC谐振变换器的作业原理，当变换器开关频率等于谐振频率时，变换器可以完成原边开关管的ZVS以及副边整流二极管的ZCS，此刻变换器功率最高，所以全桥LLC谐振变换器有两种操控形式：变频操控和定频操控。在全桥LLC谐振变换器参数规划中，当输入电压等于额外电压时，使变换器开关频率等于谐振频率。为了进步变换器功率，变频操控即是当输入电压小于额外电压时，固定变换器开关管占空比，相邻桥臂之间留有必定时刻的死区。经过调理开关频率调理输出电压。当输入电压大于额外电压时，将开关管开关频率固定在谐振频率邻近，经过调理开关管占空比调理输出电压，这即是定频操控原理。

2 交织并联LLC 充电机电路研讨

在大功率的运用中，为了进步变换器的功率等级，进步功率，可以将多个模块在输入端和输出端别离串联或许并联，完成多模块的组合作业。在电动汽车充电中面临的低压大电流状况，优先选择的组合方法为输入、输出并联构造。

2．1交织并联LLC原理

LLC谐振变换器可以完成原边开关管的零电压注册和副边整流二极管的零电流关断，取得很高的功率，可是因为该变换器的副边没有滤波电感，致使输出电流的纹波比较大，从而影响输出滤波电容和低压蓄电池的寿数，而且这个缺点在低压大电流输出的运用场合中变得更为显着。为了满意输出电压和输出电流的纹波目标，进步蓄电池的充电质量，需要在副边并联很多电容进行滤波，可是这会致使开关充电机的体积增大，下降了功率密度，并进步变换器的本钱。减小车载DC—DC变换器的输出电流纹波，不只有利于进步充电机电路的功率密度，还能改进充电质量，进步低压蓄电池的运用寿数。

针对电流纹波较大的疑问，LLC变换器可选用多个LLC模块交织并联的构造。交织并联是指并联运转的各个模块之间开关管的操控信号频率一样，可是相位交织。关于n路交织并联的模块，各路操控信号之间的相位顺次相差2π／n，虽然开关器材的开关频率并没有改动，可是经过相位之间的交织，可以完成输入输出电流脉动的倍频，减小电流纹波。

2．2 交织并联LLC输出电流质量核算

下面以全桥LLC谐振变换器并联为例，剖析交织并联对较小电流纹波带来的优点。依据图2的LLC充电机电路，设二极管整流后输出的电流为is，经过滤波电容Cf滤波后输出的电流为Io。当开关频率fs与谐振频率fr满意fs=fr时，变压器副边的整流电流临界接连，且输出波形的形状近似正弦，is(t)与Io的波形如图3所示。为了便于剖析，此处假定is(t)=l Issin(ωst) l，其间，ωs是开关频率的角频率，并满意，ωs=2πfs，Ts=1/fs，由平均电流的界说可以得到：

依据式(1)可以得到is(t)与Io的联系

依据图3可知，因为LLC谐振变换器的副边电流is(t)的频率是开关频率的两倍，当n个LLC模块输入并联输出并联时，若各路操控信号之间的相位依然顺次相差2π／n，则当n为偶数时，就会呈现有n／2路模块的输出滤波电流与其他路相位共同的状况。因而，当LLC谐振变换器交织并联时，各路操控信号之间的相位差应当设置为π/n，为了确保输出电流的平均值仍为Io此刻is(t)的表达式如下：

依据式(3)，可以画出n别离取1、2和3的时分整流电流is(t)的波形，如图4所示。从图中可以看出，当并联模块数越多时，is(t)的频率越高，电流纹波值越小。经过核算可以得到，两路LLC模块并联时的输出纹波电流是单路状况下的20.7％ ，三路LLC并联输出时的纹波电流则是单路状况下的9％ 。因而，多路LLC交织并联的操控方法可以大大下降变换器副边输出电流的纹波，减小滤波电容的数量，有利于进步变换器的功率密度，进步对蓄电池的充电质量。

3 写在后面的话

经过反复理论核算，交织并联LLC 可有用下降输出纹波。依据行业标准QC／T 895的请求，电动汽车车载充电机输出电流纹波请求小于5％ ，本计划在满意此请求的前提下，可有用削减滤波电容。现在业界交织并联PFC的计划现已十分老练，根据相同的思考，交织并联LLC中也可将每个开关器材的电流应力降为1／n，可进步商品的功率等级，合适大功率的运用。