如果您曾设计过隔离式直流稳压电源，那么您可能已经意识到补偿隔离式直流稳压电源比补偿非隔离式直流稳压电源更复杂。包含TL431与光耦合器的隔离式直流稳压电源很复杂，因为这种电源的电路中有两个反馈环路。在TL431反馈网络中组件值的效果并不明显，但如果您了解传递函数背后的基本方程，您就能快速补偿隔离式直流稳压电源。

虽然许多论文已谈及这个话题，但没有多少资源简要说明过您该如何选择电阻器和电容器值来形成补偿和总环路响应。简单的解决之道是借助齐纳钳位电路消除内部环路。然而，这却不必要地增加了组件数量。稍稍了解一下基本方程，在TL431周围选择补偿值就能像补偿降压电路一样易如反掌。

图1展示了反馈系统。内部反馈环路是由上拉电阻器(R1)形成的。该环路通常被称为快速环路，因为输出中的任何微扰均可立即影响该路径中的光耦合器电流。外部环路是通过电阻器分压器和TL431补偿实现的返回路径。这是速度较慢的环路，因为该环路中的补偿组件会影响输出电压的响应。

图1：这种常见的TL431电路包含两个反馈路径。

首先，让我们考虑一下简单的积分电路是什么样子。要实现这一点，我们只需在自己的电路中将R4设置成零欧姆。所得的传递函数和增益坐标图(从“输出电压”到“反馈”)如图2所示。有趣的是，我们有一个DC极点和一个由R3和C1形成的零点。由于内部环路的存在，零点有些反直观。频率高于这个零点时，增益只等于两个电阻器(R6和R1)的比乘以光电耦合器的电流传输比(CTR)。频率在10kHz以上时，光电耦合器带宽会产生了一个可限制增益的极点。

图2：在TL431周围集成电容器会产生一个零点

请注意，无法通过在TL431周围改变组件值把增益带出电路。这种限制在具有低输出电压的电源中(功率级增益往往很高)会成为一个问题。我们可以改变R6和R1的比来减小增益，但这些电阻通常由光耦合器所需的电流量来决定。如果设备中增益太大，通过添加与R6并联的电容器和电阻器最容易减小增益。这就形成了一个极点 — 零点对，该极点 — 零点的频率必须设置得远低于整个环路的交叉频率。

现在，当我们设置R4时会发生什么?所得的增益和传递函数如图3所示。增益坐标图的总体形状是不变的，但R4的值可影响零点的位置。此外，频率高于零点频率时，R4还会影响增益。该增益按(R3 + R4)/R3这一比例增加。这就为我们提供了向环路添加中频带增益的方法(如果需要的话)。

 图3：添加一个电阻器会增加中频带增益

作为一个实际的例子，请考虑一下具有220uF输出电容器的电流模式12V/12W反激式电路，其中设备具有最大负载时的增益和相位特点(图4)。该坐标图对应的是从反馈节点到电源输出端的传递函数。在这个系统中，我们所用光耦合器的CTR大约为1，而R1和R6均为1kΩ。因此，用算式CTR*(R6/R1)计算出的有效增益为0dB，而且在这个例子中，这些参数对补偿增益没有影响。

图4：待补偿的设备

我希望增加中频带增益，这样我们就能穿过频率接近5kHz的环路。这可以拓宽我们的带宽，还能保证交叉频率远低于极点(由光耦合器产生)频率。我们用10Ω的电阻器作为我们反馈分频器中的R3。用(R4+R3)/R3这一比值可增加大约16dB的增益，意味着我们应该将R4的值大约设置成50Ω。最后，当频率为60Hz时我们要选择C1来设置零点，以便取消功率级的极点。使用图3中的方程，C1大概应是0.047uF。所得补偿环路如图5所示。我们正在穿过频率为4kHz、相位裕度几乎为80度的环路。当频率在20kHz以上时，您可以看到光耦合器极点在发挥奇效，开始影响增益和相位。

图5：被补偿的环路

总之，在TL431反馈网络中组件值的效果并不明显。但如果您理解了传递函数背后的基本方程，您就能快速补偿隔离式直流稳压电源。通过一些实践，它可以变得像补偿简单降压电路一样轻而易举。